技术文章：适用于IEPE传感器的24位数据采集系统

电路功能与优势

图1所示的参考设计是一款高分辨率、宽带宽、高动态范围的、IEPE (Integrated Electronics Piezoelectric)兼容接口数据采集(DAQ)系统，其与ICP? (IC Piezoelectric)/IEPE传感器接口。IEPE传感器最常用于振动测量应用，但也有很多IEPE传感器用于测量温度、应变、冲击和位移等参数。

本电路笔记聚焦于该解决方案的振动应用，尤其是状态监控领域，但仪器仪表和工业自动化领域也有大量应用以类似方式使用IEPE传感器，并且由类似的信号链提供服务。

具体而言，状态监控使用传感器信息来帮助预测机器状态的变化。跟踪机器状态的方法有很多，但振动分析是最常用的方法。通过跟踪振动随时间的分析数据，可以预测故障或失效以及故障源。

工业环境需要稳健可靠的检测方法，这给振动检测增加了难度。了解机器的状况有助于提高效率和生产率，并使工作环境更安全。

市场上大多数与压电传感器接口的解决方案都是交流耦合式，缺乏直流和亚赫兹测量能力。 CN-0540参考设计是一种直流耦合解决方案，可实现直流和亚赫兹精度。

数据采集板为Arduino兼容外形尺寸，可以直接与大多数Arduino兼容开发板接口并由后者供电。

ADI公司的Circuits from the Lab?电路由ADI公司的工程师设计构建。每个电路的设计和构建都严格遵循标准工程规范，电路的功能和性能都在实验室环境中以室温条件进行了测试和检验。然而，您需负责自行测试电路，并确定对您是否适用。因而，ADI公司将不对由任何原因、连接到任何所用参考电路上的任何物品所导致的直接、间接、特殊、偶然、必然或者惩罚性的损害负责。

图1.IEPE压电振动传感器的状态监控信号链

电路描述

图1所示电路是IEPE传感器的传感器到比特（数据采集）信号链，包括电流源、带数模转换器(DAC)的电平转换和衰减级、三阶抗混叠滤波器、模数转换器(ADC)驱动器及全差分Σ-Δ型ADC。

可编程电流源以恒定电流驱动压电加速度计。输出电流可通过外部电阻设置，根据传感器和电缆的类型，通常设置在2 mA和20 mA之间。

DAC的缓冲和放大输出以及电平转换运算放大器，将输入信号偏移至接近2.5 V共模电压(VCOM)，以平衡抗混叠滤波器的输入和全差分放大器(FDA)的输入。基准电压源将FDA供电轨的第二个输入设置为VCOM的2.5 V，确保满足输入裕量要求，并且输出是为驱动ADC而优化的全差分电压。

抗混叠滤波器将信号链的带宽设置为54 kHz。压电加速度计的带宽高达20 kHz，但就相位延迟而言，选择了更宽带宽的信号链，从而在3轴测量中实现更好的相位匹配性能。（进一步的带宽限制发生在ADC的数字滤波器中，但相位延迟是已知且确定的。）

ICP/IEPE加速度计

任何IEPE振动传感器都可以与CN-0540参考设计接口，因为所有IEPE振动传感器都利用相同的原理工作，但具有不同的偏移电压、噪声电平、带宽和灵敏度。IEPE输出信号既携带交流电压，也携带直流电压，其中与振动相关的交流电压被直流转换到介于7 V和13 V之间的某个电压电平。此直流电平随传感器的不同而异，并且对于任何给定的传感器，它都有相对于时间、温度和励磁电流的漂移分量。

IEPE传感器必须由电压范围足够高的电流源供电，以完全覆盖传感器的幅度。IEPE传感器的典型激励电压为24V。

信号链的输入可以接收高达10 V p-p的信号幅度，偏移电压最高可达13 V。直流失调通过施加直流失调校正信号来消除，从而允许在任意低频下工作。

图2.ICP加速度计模块连接

图2显示了一个传感器的ICP加速度计框图，其由恒流源供电并连接到直流耦合信号链。传感器的最大带宽与激励电流成正比，与电缆电容成反比。选择恒定电流电平时，必须考虑传感器的最大期望输出电压和电缆类型，可通过下式确定：

其中：

fMAX为传感器的最大频率，单位为Hz。

IC为恒定电流，单位为mA。

1 mA为传感器的功耗要求。

C为电缆电容，单位为pF。

V为传感器的最大峰值电压输出，单位为V。

注意在式1中，从提供给传感器的总电流(IC)中减去了1 mA，该近似1 mA电流是用于为传感器本身供电，而其余电流则用于驱动电缆。此数字因传感器而异。

例如，此参考设计使用PCB Piezotronics生产的333B52型ICP加速度计进行了测试，最大峰值输出为10 V，电缆长度为10英尺，电容为29 pF/英尺，激励电流为2.5 mA。应用式1，传感器的最大理论带宽为82.3 kHz。电缆和所选的电流水平均未限制传感器的性能。

恒流源

设计恒流源(CCS)和考虑噪声性能时应多加注意。低电流噪声至关重要，因为当驱动信号链的输入阻抗时，电流噪声会被转换为电压噪声。

图3.恒流源

图3显示了一个2端子电流源，其电阻RSET和ROUT将输出电流设置为2.5 mA，电容CSET限制电流噪声的带宽。LT3092的内部10μA基准电流源使RSET两端保持稳定的VSET。VSET镜像到ROUT两端，根据式2设置输出电流。

请注意，由于内部基准电流从SET端子流出，因此实际的IOUT电流比式3给出的输出电流要大10μA。

数据手册建议RSET = 20kΩ，以将RSET两端的压降设置为200 mV，使失调电压的影响最小。（在较小的VSET上，失调电压更为明显。）电阻产生的白电流噪声由式3给出。

其中：

T为绝对温度，单位为K。

k为玻耳兹曼常数(J/K)。

R为电阻。

电阻电流噪声与电阻倒数的平方根成正比，因此将RSET的值从建议的20 kΩ增加到120 kΩ时，ROUT也需要成比例地增加（而输出电流保持在相同水平），导致整体噪声电流下降。建议在RSET两端接一个电容CSET，用以降低RSET和LT3092内部电流基准的电流噪声。CSET电容旁路LT3092产生的电流噪声。

如图3所示，对恒流源进行了LTspice仿真，以优化元件值和布局依赖性。为了仿真Keysight E3631台式电源（其两路输出串联连接，总电压设置为26V），我们建模了一个非理想电压源，其在20 MHz带宽内具有0.7 mV rms的电压噪声和224 nA rms的电流噪声。

表1列出了不同元件值组合的均方根噪声。均方根电流噪声针对1 mHz至100 kHz的带宽进行了仿真。CCOMP的作用类似于高通滤波器，将噪声从电压源传递到输出。进一步增加RSET和ROUT有助于降低电流噪声，但也会导致电阻上的压降更高，从而降低容许的信号摆幅。

1 无需元件。

当使用具有高电感的长电缆时，稳定性可能成为问题。有关补偿感性负载的更多信息，请参阅LT3092数据手册。

要计算电流源提供的可用传感器激励电压，请使用下式：

其中：

VDD为恒流源的电源电压。

LT3092DROP为IC本身的压差（负载电流最高10 mA时，其通常为1.2 V）。

RSET×10μA给出电阻上的压差，其设置输出电流电平，内部10μA电流流过电阻。

在这种情况下，可用激励电压为23.6V。

电压电平转换器

电压电平转换器可承受高达13 V的传感器偏移电压，信号摆幅最高可达10 V p-p，支持市场上的大多数压电传感器。选择的是带运算放大器的反相电压电平转换器拓扑，需要一个正转换电压来降低输入电压，以适应FDA级的输入要求。

图4.反相电压电平转换器

图4显示了一个带运算放大器的反相电压电平转换器拓扑。转换电压通过下式计算：

电压转换器产生的VOUT电压设置为尽可能接近VCOM (2.5 V)，以平衡下一级中FDA的输入。RF/RIN比值（运算放大器的衰减）必须遵循以下约束：

?转换运算放大器的电源电压：5 V

?转换电压范围：0 V至5 V

?运算放大器的稳定性

?ADC的满量程范围：±4.096 V

?输入信号幅度：10 V p-p

?输入直流偏移电压：最高13 V

0.3的衰减是合理的折衷方案，下一级中的较小增益可使ADC的输入幅度最大化，并提高信噪比(SNR)。请注意，电平转换器输出端的信号和噪声都会被放大，因此最大限度地降低电平转换器的输出噪声至关重要。

在CN-0540中，输入阻抗和输入噪声之间进行了折衷，输入噪声电平足够低，输入电阻则足够高，以防止引入测量误差。压电传感器一般为低阻抗输出（数百欧姆）传感器，哪怕相对较低的信号链输入阻抗（数十kΩ）也会引入不到1%的误差。作为折衷方案，选择的最终输入阻抗RIN = 50kΩ。

使用下式计算输入短路时电平转换器模块的电压噪声：

其中电阻的噪声贡献计算如下：

其中：

k为玻尔兹曼常数。

T为绝对温度，单位为K。

R为电阻，单位为欧姆。

在平方之前，必须将除RIN以外的所有贡献乘以噪声增益。反相运算放大器配置的噪声增益与同相配置的噪声增益相同。

使用下式计算反相输入运算放大器的噪声贡献：

其中NG为电路的噪声增益。

电压电平转换器模块的单极点RC滤波器可限制噪声。使用下式计算电压电平转换器产生的噪声均方根值：

第一级的噪声贡献为20.8μVrms，其中最重要的噪声贡献者是RIN，这是将输入阻抗设置得足够高以使负载引起的误差最小化的结果。

直流偏置补偿技术

每个IEPE加速度计都有一定的直流偏置电压，此电压没有携带任何有用的信息，因此必须将其消除。如果信号链中使用了直流耦合，便可让输入电压直流转换以抵消直流偏置电压，使得ADC仅接收输入电压的交流部分，而没有任何直流偏移。精确的直流转换对于直流测量的精度和测量动态范围的最大化至关重要。

使用式5中的转换电压可以找到确切的转换电压。按照这种方法，必须分别为每个电路板和传感器进行不同温度下的数次测量，从而确保测量的准确性。

本电路使用了其他更精确、可靠且自动化的技术。CN-0540中采用了定制的逐次逼近算法。标准逐次逼近模型使用DAC至ADC控制环路估算未知电压电平的最终位置，而该定制逐次逼近算法试图使用DAC至ADC环路将ADC输入端的平均电压设置为尽可能接近于0。换句话说，主要目标是将FDA的两个输入设置为相同电压电平，即VCOM = 2.5V。

表2显示了使用逐次逼近算法补偿输入偏置电压的过程。由于选择了16位DAC，因此进行了16次迭代。在此过程的最开始，DAC被设置为半量程输出。每次将DAC设置为新值时，均要测量平均电压。如果平均电压为正，则将1位权重加到当前DAC输出，否则就从当前DAC输出中减去1位权重。由于输入运算放大器使用反相配置，因此该过程是相反的。

第四个DAC输出= (215 – 1) + 214 + 213 – 212 = 53,247 (11)

式11显示了加上或减去的位权重。215 ? 1为初始半量程值，然后是两次向上和一次向下，意味着加上第14 位和第13 位，并减去第12 位。

由于传感器的内部结构，压电传感器本身会产生相当显著的电压噪声。传感器通电后，传感器始终会拾取环境噪声，导致更多噪声从机械环境事件转换为电压噪声。为了仅提取压电传感器的直流偏置电压，以及消除相当显著的噪声（随机噪声或周期性噪声），直流偏置补偿过程中会进行大量平均运算。

电平转换DAC

选择具有27个可选I2C地址的16位电压输出DAC (LTC2606)进行电平转换。DAC与ADC共享4.096 V基准电压。为了实现转换运算放大器的同相输入端预设的0 V至5 V完整转换电压范围，并降低DAC输出电压噪声，电路增加了一个外部缓冲器。该缓冲器具有Sallen-Key结构，截止频率为100 Hz，增益为1.22。具有增益输出的DAC的1 LSB为

从DAC到ADC输入的路径上还有其他增益。ADC输入端观测到的1 LSB变化放大4.23倍（所有增益的乘积），如下所示：

总LSBDAC =

其中，2.667是FDA的增益，1.3是转换运算放大器的增益；当将变化的信号引入同相输入端时，转换运算放大器像同相运算放大器一样工作，实际增益为1 + (RF/RIN)。式13的计算得出将传感器调整到正确电平所引起的最大理论直流误差。

表2证明，ADC转换的DAC 1 LSB约为264μV。检查最后两个ADC读数，差异仅为1 LSB，产生269μV。

图5.RMS噪声与输入偏置电压的关系

图5显示了仅将输入偏置电压施加于信号链输入端时均方根噪声如何变化。每次改变输入偏置时，DAC都会将输入调整至正确电平，确保失调误差很低。信号链的均方根噪声随直流偏置的增加而增加，因为提供直流偏置的直流校准器在较高电压输出电平下会产生更多噪声。

从图5可知，动态范围响应均方根噪声的提高，导致输入偏置电压提高，如图6所示。

图6.动态范围与输入偏置电压的关系，1 kHz 1 V p-p输入

图7显示了系统线性度与输入偏置电压的关系，使用的输入信号频率为1 kHz，幅度为1 V p-p。图7表明，输入偏置电压对线性度没有明显影响，总谐波失真(THD)保持稳定。

图7.线性度与输入偏置电压

图8显示了整个温度范围内ADC输入端预设的失调电压误差。失调误差是使用相同输入电压(10 V)在整个温度范围内运行输入偏置电压补偿程序而确定的。25°C下的测量结果定位0 V失调误差。

图8.10 V输入偏置电压在整个温度范围内的失调电压误差

如图1所示，使用了基准电压为2.5 V的基准电压芯片(ADR441A)，确保VCOM稳定。此基准电压IC具有很高的温度漂移特性，在-25°C至+ 85°C的温度范围内，电压变化值为2.75 mV。此变化乘以2.667的FDA增益，导致ADC检测到7.33 mV的总温度漂移，该漂移随后由DAC予以补偿。

每次输入电压或VCOM发生变化时（VCOM仅因温度漂移而变化），DAC都会反向补偿该变化。在这种情况下，仅VCOM发生变化，输入偏置则保持稳定。ADR441A的电压漂移占主导地位，这可以从图8看出，其形状与ADR441A的电压漂移曲线相反。在指定温度范围内，数字码的总变化为32 LSB。

DAC缓冲器

DAC的内部缓冲器会限制电压噪声，必须进行滤波。由于DAC与ADC共享4.096 V基准电压，因此DAC输出也必须放大以提供0 V至5V。

图9.带缓冲器的DAC

图9显示了采用低通Sallen-key滤波器结构且具有增益输出的电平转换DAC。滤波器的截止频率通过下式设置为大约100 Hz的较低值：

由于对Sallen-key滤波器拓扑应用了一个增益，因此必须考虑滤波器的稳定性。否则，缓冲器很可能会变成振荡器。另一个与稳定性相关的因素是滤波器质量(Q)，此模块必须加以考虑。Q因子应保持足够低的值（小于0.707），以确保频率响应在截止频率处没有峰化，滚降具有较和缓的斜率，而且开始频率显著早于截止频率。低Q因子适合于需要在整个频率范围内具有高线性度的应用。注意，只要Q因子变为负值，结构便变得不稳定。使用下式确定Q因子：

其中k为Sallen-key拓扑的增益，如下所示：

对于图9所示的值，截止频率为102 Hz，k为1.215，Q为0.27，稳定性和平滑滚降均有保证。

我们比较了有缓冲器和无缓冲器的DAC转换模块的噪声性能。请注意，用于该测量的信号链在输入短路时具有12.3μV rms的噪声和108.2 dB的动态范围。该均方根噪声是在64 kHz带宽下测得的。

表3显示了输出电压如何随DAC码变化。DAC输出以渐进方式设置：从零到四分之一量程、半量程，最终达到四分之三量程。在最坏情况下，DAC转换模块的噪声贡献仅为1.3μV rms。

抗混叠滤波器和FDA

抗混叠滤波器和FDA使用差分多反馈低通结构，并将单端信号转换为差分信号。抗混叠滤波器的截止频率设置为54 kHz，这比大多数压电加速度计的带宽要宽。该滤波器在2.3 MHz时提供?80 dB的阻带抑制。

此级的增益设置为2.667，以便通过提升输入幅度来更紧密地匹配ADC输入的±VREF范围，从而改善SNR。FDA也会放大宽带噪声，但由于抗混叠滤波器会限制宽带噪声，因此性能的降低小于信号增益带来的改善。

模数转换

AD7768-1是一款精密、单通道、24位Σ-Δ型ADC，选择这款器件的原因是它具有出色的DC至204 kHz带宽精度、低功耗、108.5 dB（典型值）动态范围和?120 dB THD。

使用式17计算ADC的输出数据速率：

其中：

MCLK为主时钟。

MCLKDIV为主时钟分频器系数。

FILTEROSR为所选数字滤波器的过采样率(OSR)。

时钟分频器和滤波器OSR是寄存器设置，可以通过SPI总线进行更改。有限脉冲响应(FIR)和SINC5滤波器的OSR是在AD7768-1的寄存器映射中严格设置。用户可以使用下式将特定值写入13位SINC3抽取率寄存器，从而将SINC3滤波器设置为自己偏好的OSR并更改输出数据速率：

其中，ODR为所需的输出数据速率，单位为Hz；213 为SINC3寄存器可接受的最大值。例如，对于4 Hz输出数据速率、16.384 MHz MCLK及低功耗模式(MCLK/16)，SINC3寄存器值为7999。

此参考设计的默认设置针对32 kHz的ADC测量带宽进行了优化，如下所示：

? 功耗模式：低功耗模式

? MCLK分频器：16

? 滤波器类型：FIR

? 滤波器抽取率：32

? 输入预充电缓冲器：使能

? 基准电压缓冲器：使能预充电

? VCM引脚输出：(AVDD1 ? AVSS)/2

? 转换长度：24位

? 转换模式：连续

? 校验和：无校验和

? 数据读取模式：连续

? 状态位：禁用

? DRDY信号：使能

针对低功耗、高要求的应用，两个缓冲器均可关闭。但是，缓冲器保持开启可改善整体THD和SNR。

信号链的实测性能

该信号链设计针对的是中等到更宽带宽的振动检测，较高的谐波和高于1 kHz的频率成分很重要。设计必须权衡系统带宽、线性度和可实现的噪声性能。选择较高的输入阻抗以保持信号精度（线性度），在此设计中它决定了最大噪声性能极限。信号带宽也被设置得较宽，以保持系统在较高频率下的响应。使用带宽较窄的设计可以实现更低噪声解决方案，消除更多的宽带噪声。

CN-0540将模拟输入带宽设置为54 kHz，但实际信号带宽由ADC配置决定。

噪声

在几种不同情况下对整个信号链的噪声性能进行了测量。

表5详细列出了未连接任何传感器时和添加1 kΩ负载电阻时信号链的典型噪声性能。在信号链输入端连接1 kΩ电阻的结果表明，恒定电流源会影响噪声性能。电流噪声转换为电压噪声，乘以1 kΩ电阻，导致系统噪声升高。

图10显示了输入短路的系统的典型FFT图。图11显示了输入短路的直流耦合解决方案在整个温度范围内的动态范围。